數字信號論文范文

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第1篇

全橋逆變器采用的是絕緣柵雙極晶體管，控制方式為有限雙極性控制[4]，如圖2所示。全橋逆變器的工作原理為：接通任一橋臂的兩個絕緣柵雙極晶體管，如IGBT1和IGBT3，接通時間ton，其值為DTs/2，（D為占空比，Ts為交替接通周期）。另一橋臂的晶體管IGBT2和IGBT4依次接通Ts/2。除IGBT1與IGBT4同時接通或IGBT2與IGBT3同時接通外，高頻變壓器的一次電壓和輸出電壓均為零。受負載電感的影響，負載處在一個交替接通周期內可以形成穩定的恒定電流。脈寬調制脈沖的寬度和負載的性質共同決定了負載電流的大小。在晶體管IGBT2和IGBT4的脈寬調制波形設置一個死區時間，以防所有開關管同時接通而產生短路。輸出電流的調節通過IGBT1和IGBT3驅動信號的脈寬調節。

2數字脈寬調制

作為逆變電路的核心，輸入信號經脈寬調制器與給定值比較后，轉變為具有一定占空比的脈沖信號輸出并驅動電路，進而對整個逆變電源的輸出進行調整和控制。數字信號處理器中自帶有脈寬調制模塊，該模塊中具有8個I/O引腳，組成編號為PWM1H/PWM1L、PWM2H/PWM2L、PWM3H/PWM3L、PWM4H/PWM4L的4個高/低端引腳對，并分別由4個占空比發生器控制。I/O引腳對低端與高端的狀態在負載互補時恰好相反。脈寬調制模塊具有4種工作模式，能夠實現有限雙極性控制。數字脈寬調制流程如圖3所示，其工作模式由脈寬調制時基控制寄存器設定。引腳對PWM1H/PWM1L設置為遞增/遞減模式時，可以控制全橋逆變器中的晶體管IGBT2和IGBT4；引腳對PWM2H/PWM2L設置為雙更新模式時，可以控制全橋逆變器中的晶體管IGBT1和IGBT3。無論何種工作模式，脈寬調制的定時周期均通過控制寄存器實現。IGBT2和IGBT4的占空比由占空比寄存器1設定，并在有限雙極性控制模式下設置為1；IGBT1和IGBT3的占空比由占空比寄存器2設定，并在有限雙極性控制模式下不斷更新，其更新數據由PI控制模塊根據反饋電流或電壓計算得到。脈寬調制時基控制寄存器的值在實時控制過程中不斷增加，并不斷與占空比寄存器的值進行比較，直至兩者相等時輸出脈寬調制信號，并通過設置置位比較控制寄存器將輸出信號分為低有效和高有效。通過設置脈寬調制模塊自帶死區時間發生器的控制位，可以為PWM1H/PWM1L的死區時間設置插入位置和大小。2.3PI調節對于對象為慣性環節或滯后環節的連續控制系統，理想的控制方法是比例+積分（PI）控制，以保證系統穩定后不會出現穩態誤差。由于高頻逆變電源的對象為二階慣性環節，因此適于采用增量式PI控制[5]。在由數字信號處理器控制的逆變電路中，采用軟件得到的高頻方波信號具有精準的占空比和頻率，如圖4所示。圖中Ig和If分別為基準電流和實測電流，e為兩者的差值，即電流偏差，Ig為數字信號處理器產生的方波電流。PI調節的執行機構和控制對象分別為脈寬調制模塊和全橋逆變電路。即將電流偏差e輸入PI控制器，由脈寬調制模塊輸出脈沖信號，以調節逆變電路的交替接通，進而控制電流。

3實驗研究

第2篇

1.1電平轉換電路因為DSP的GPIO端口所能承受的電平為3.3V，而解碼芯片HCTL_2021和光耦的輸出信號為5V。為了保證DSP的GPIO端口能正常工作，需要接入電平轉換芯片SN74LVC4245A，該芯片的功能是將5V電平轉化3.3V電平。

1.2解碼電路作為HCTL_2020的改良版，HCTL_2021在穩定性和抗干擾方面都有著突出的表現。交流伺服電機的光電編碼器接入解碼芯片HCTL_2021。解碼芯片內部具有計數功能，當HCTL_2021捕捉到光電編碼器輸出正電平時計數值加1。解碼以后的數據經8位數據線，依次將高8位和低8位輸出至DSP。同時為了節省引腳，本系統設計時將4塊HCTL_2021并聯后接入DSP的GPIO端口。DSP通過軟件設置分時讀取解碼芯片的數據。

2全自動信封包裝機控制系統軟件設計

2.1PID控制算法簡介按偏差的比例、微分、積分進行控制的控制器叫PID控制器。數字PID控制器的原理框圖如圖3所示。其中，r(k)為系統給定值，e(k)為誤差，u(k)為控制量，c(k)實際輸出。PID控制器解決了自動控制理論所要解決的最基本問題，即系統的穩定性、快速性和準確性。調節PID的參數，可以實現在系統穩定的前提下，兼顧系統的帶負載能力和抗干擾能力。Kp為比例系數；ki=(kp×T)/Ti為積分系數；kd=(kp×Td)/T為微分系數；Ti為積分時間常數，Td為微分時間常數，T為積分周期。當進行PID調節時，系統在運行初期由于偏差過大，會導致調節量u(k)過大，從而導致超調過大給系統帶來很大的沖擊。故需要對（1）式中的e(k)做一定的限幅處理。另外，當系統進入穩定狀態以后，必然會產生一定的穩態誤差，該誤差在一個很小的范圍內波動，如果控制器反復對其進行調節勢必造成系統的不穩定。所以，系統必須設定一個輸出允許帶e0，即當采集到的偏差|e(k)|<e0時，不改變控制量。PID控制程序流程圖如圖4所示。

2.2PID算法在系統中的實現由于本系統的同步控制由一主多從的模式來實現，所以，2、3、4號伺服電機的轉速和位置信號必須跟隨1號伺服電機的轉速和位置信號的變化。DSP中事件管理器模塊的定時器產生頻率可控的PWM波來控制伺服電機，PWM波的頻率控制電機的轉速，PWM波的個數控制電機的位置。設多伺服電機軸編碼器輸出脈沖數偏差值為e(k)，在k時刻電機的實際反饋轉速分別為u1(k)、u2(k)、u3(k)、u4(k)。各伺服電機軸同步速度偏差值。根據不同的生產工藝要求可以設定允許偏差值的最大變化范圍max，當e(k)≤eM時，系統不需要進行調節控制，當e(k)>eM時，需要進行調節控制。本系統以TMS320F2812為控制器實現PID控制。在軟件中設置定時中斷，在中斷程序中，計算各從伺服電機的轉速和位置并與1號伺服電機的轉速與位置信號進行比較，求出偏差值e(k)。經PID調節，對于偏差做出快速反應和補償。本系統的軟件處理采用增量式調節。（3）式中，u(k)為1號伺服電機控制量增量，其中i=2，3，4；u1(k)、ui(k)、ui(k-1)、ui(k-2)分別是k、k-1、k-2時刻1號伺服電機及i號電機軸的編碼器輸出脈沖采樣值；Kp是比例系數；Ki是積分系數；Ki=KpT∑i；Kd是微分系數，Kd=KpT∑d；T是采樣周期；∑i是積分時間常數；∑d是微分時間常數。

3系統設計中遇到的問題及解決方法

1同步啟動為了保證4臺伺服電機的位置相同，本系統設計了同步啟動程序。由于伺服電機每次轉到其固有零點時會發出一條高電平信號Z，將該信號接入DSP的捕獲引腳。當DSP捕獲引腳捕捉到高電平跳變時，立即PWM波的輸出，使伺服電機停止在固有零點處。當4臺伺服電機都停止后，延遲一定時間，再同時啟動4臺電機，這樣就實現了同步啟動。2數據的分時讀取每臺伺服電機反饋的QEP編碼信號通過HCTL_2021解碼后都會產生8路數據輸出信號，4臺伺服電機將會產生高達32路的數據輸出信號，如果直接連到DSP的I/O，將會極大地占用DSP的I/O口，不利于DSP的充分利用。此時，DSP分時讀取4塊解碼器HCTL_2021的數據輸出信號成為有效的解決辦法。實驗中，伺服電機在運轉過程中每轉一圈將輸出2500個QEP編碼脈沖，將每一路編碼脈沖經過光耦隔離后送入到HCTL_2021的信號輸入端進行解碼。本系統在軟件上采用中斷方式分時讀取GPIO上4塊芯片的解碼結果。并將1號伺服電機的信息保存到變量date1中。2、3、4號伺服電機的信息分別存放在變量date2、date3、date4中。通過分時讀取，作者解決了DSP引腳不足的問題，最大限度的利用了DSP的引腳資源。特別需要注意的是：由于數字電路的電平轉換需要一定的時間，所以在改變控制信號的電平后需要延遲一定時間，等其真正穩定。分時讀取程序的流程圖如圖6所示。

4實驗結果及結論

第3篇

1.1時域采樣定理離散時間信號是從連續時間信號通過等間隔采樣得到的，因此，弄清采樣得到的信號與原始信號的關系是必要的，其中最重要的就是信號經過采樣以后，信號信息會不會丟失？如果不丟失，即從采樣信號無失真恢復出原始信號應該具備那些條件？也就是采樣頻率如何來確定的問題。在講述之前，首先讓學生觀察如圖1所示圖形。通過觀察圖1所示圖形的類比，積極引導讓學生找出其中的差異。圖1為某單一頻率信號，由圖1可看出，當在一個周期內采集8個采樣點的時候，可以很輕松的恢復出原來模擬信號的樣子；當采樣點數減少4個的時候，一樣可以看得出原模擬信號的包絡；繼續減少采樣點數為2個時，仍可以觀察得到信號的大致形狀；但當采樣點數為1個時，就無法確定原模擬信號的形狀了，從而可以得到一個近似的結果，也就是一個周期內至少有兩個采樣點，即fs＞2fc。同學們有了一個直觀的認識后，再根據推導得出結論，學生接受起來就變的容易，記憶也更深刻。

1.2頻率分辨率頻率分辨率在信號譜分析中是一個非常重要的概念，它反應了將兩個相鄰譜峰分開的能力，是分辨兩個不同頻率分量的最小間隔。頻域采樣間隔F=fs/N=1/NT=1/Tp，而文獻中指出F=fs/N稱為計算分辨率，即該分辨率是靠計算得到的，但它不反映真實的頻率分辨率能力。F=1/Tp稱為物理分辨率，補零僅僅提高了物理分辨率，而要得到高分辨率譜，則要通過增加數據記錄。這讓學生很難理解，教師也不好描述，以Matlab程序輔助圖形講解，如圖2所示的兩個模擬信號，通過圖2可觀察到的信號截取的有效長度對頻率確定的影響。（a）只能觀察到正弦信號很短的時間，不能測量其頻率。（b）觀察到周期的一半，可以估計出其頻率，但有很大的不確定性。（c）觀察到兩個周期，不確定性被大大降低。

2例題圖示引導法

雙線性變換法與脈沖響應不變法相比其主要優點是避免了頻率響應的混疊現象，但它的優點以頻率的嚴重非線性為代價的。對于分段常數型的濾波器，雙線性變換后，仍得到幅頻特性為分段常數的濾波器，但是各個分段的邊緣的臨界頻率發生了畸變，需要進行預畸變。

3類比法

拉普拉斯變化可以理解為是一種廣義的傅立葉變換，它把頻域擴展為復頻域，擴大了信號的變換范圍，并為分析系統響應提供了統一的規范方法。即H（s）為H（j贅）的推廣。具體方法是：信號（ft）之所以不能滿足絕對可積的條件，是當t寅∞或t寅-∞時，（ft）不為零，若用一個實指數函數e-滓t去乘（ft），只要滓的數值選擇適當，就可以使收斂條件成立，e-滓t稱為收斂因子。此時傅立葉變換公式變為。與所學過的知識，類比講述，學生很容易掌握并且不容易忘記。這樣的例子還很多，包括時域采樣定理與頻域采樣，FIR濾波器的窗函數法和頻率采樣法等知識點的類比法。

4結論