單元電路論文范文
前言：我們精心挑選了數篇優質單元電路論文文章，供您閱讀參考。期待這些文章能為您帶來啟發，助您在寫作的道路上更上一層樓。
第1篇
關鍵詞：三端離線PWM開關；正激變換器；高頻變壓器設計
引言
TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構成PWM/MOSFET合二為一集成芯片，使外部電路簡化，其工作頻率高達100kHz，交流輸入電壓85～265V，AC/DC轉換效率高達90％。對200W以下的開關電源，采用TOPSwitch作為主功率器件與其他電路相比，體積小、重量輕，自我保護功能齊全，從而降低了開關電源設計的復雜性，是一種簡捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）設計方案。
TOPSwitch系列可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用。但是，在現有的參考文獻以及PI公司提供的設計手冊中，所介紹的都是用TOPSwitch制作單端反激式開關電源的設計方法。反激式變換器一般有兩種工作方式：完全能量轉換（電感電流不連續）和不完全能量轉換（電感電流連續）。這兩種工作方式的小信號傳遞函數是截然不同的，動態分析時要做不同的處理。實際上當變換器輸入電壓在一個較大范圍發生變化，和（或者）負載電流在較大范圍內變化時，必然跨越兩種工作方式，因此，常要求反激式變換器在完全能量和不完全能量轉換方式下都能穩定工作。但是，要求同一個電路能實現從一種工作方式轉變為另一種工作方式，在設計上是較為困難的。而且，作為單片開關電源的核心部件高頻變壓器的設計，由于反激式變換器中的變壓器兼有儲能、限流、隔離的作用，在設計上要比正激式變換器中的高頻變壓器困難，對于初學者來說很難掌握。筆者采用TOP225Y設計了一種單端正激式開關電源電路，實驗證明該電路是切實可行的。下面介紹其工作原理與設計方法，以供探討。
1TOPSwitch系列應用于單端正激變換器中存在的問題
TOPSwitch的交流輸入電壓范圍為85～265V，最大電壓應力≤700V，這個耐壓值對于輸入最大直流電壓Vmax=265×1.4=371V是足夠的,但應用在一般的單端正激變換器中卻存在問題。
圖1是典型的單端正激變換器電路，設計時通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激變換器工作過程,TOPSwitch關斷期間，變壓器初級的勵磁能量通過NS，D1，E續流（泄放）。此時，TOPSwitch承受的最大電壓為
VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）
大于TOPSwitch所能承受的最大電壓應力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激變換器中使用。
2TOPSwitch在單端正激變換器中的應用
由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型單端正激變換器中應用的關鍵問題，是其在關斷期間所承受的電壓應力超過了允許值，如果能降低關斷期間的電壓應力，使它小于700V，則TOPSwitch仍可在單端正激變換器中應用。
2.1電路結構及工作原理
本文提出的TOPSwitch的單端正激變換器拓撲結構如圖1所示。它與典型的單端正激變換器電路結構完全相同,只是變壓器的去磁繞組的匝數為初級繞組匝數的2倍,即NS=2NP。
TOPSwitch關斷時的等效電路如圖2所示。
若NS與NP是緊耦合，則，即
VNP=1/2VNS=1/2E（2）
VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371
=556.5V<700V（3）
2.2最大工作占空比分析
按NP繞組每個開關周期正負V·s平衡原理，有
VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T]（4）
式中：VNPon為TOPSwitch開通時變壓器初級電壓，VNPon=E；
VNPoff為TOPSwitch關斷時變壓器初級電壓，VNPoff=（1/2）E。
解式（4）得
Dmax=1/3（5）
為保險，取Dmax≤30％
2.3去磁繞組電流分析
改變了去磁繞組與初級繞組的匝比后，變壓器初級繞組仍應該滿足A·s平衡，初級繞組最大勵磁電流為
im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT（6）
式中：Lm為初級繞組勵磁電感。
當im(t)=Ism時，B=Bmax，H=Hmax，則去磁電流最大值為
Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)
式中：lc為磁路長度；
Ipm為初級電流的峰值。
根據圖2（b）去磁電流的波形可以得到去磁電流的平均值和去磁電流的有效值Is分別為
下面討論當NP=NS，Dmax=0.5與NP=NS，Dmax=0.3時的去磁電流的平均值和有效值。設上述兩種情況下的Hmax或Bmax相等，即兩種情況下勵磁繞組的安匝數相等，則有
Im1NP1=Im2NP2（10）
式中：NP1為Dmax=0.5時的勵磁繞組匝數；
NP2為Dmax=0.3時的勵磁繞組匝數；
設Lm1及Lm2分別為Dmax=0.5和Dmax=0.3時的初級繞組勵磁電感，則有
Im1=E/Lm1×0.5T為Dmax=0.5時的初級勵磁電流；
Im2=E/Lm2×0.3T為Dmax=0.3時的初級勵磁電流。
由式（10）及Lm1，Lm2分別與NP12，NP22成正比，可得兩種情況下的勵磁繞組匝數之比為
(NP1)/(NP2)=0.5/0.3
及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)
當NS1=NP1時和NS2=2NP2時去磁電流最大值分別為
Ism1=Im1=Im（13）
Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im（14）
將式（10）～（14）有關參數代入式（8）～（9）可得到，當Dmax=0.5時和Dmax=0.3時的去磁電流平均值及與有效值Is1及Is2分別為
Is1=1/4ImImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）
Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）
從計算結果可知，采用NS=2NP設計的去磁繞組的電流平均值或有效值要大于NS=NP設計的去磁繞組的電流值。因此，在選擇去磁繞組的線徑時要注意。
3高頻變壓器設計
由于電路元件少,該電源設計的關鍵是高頻變壓器,下面給出其設計方法。
3.1磁芯的選擇
按照輸出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高頻變壓器考慮6％的余量，則輸出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根據輸出功率選擇磁芯，實際選取能輸出25W功率的磁芯，根據有關設計手冊選用EI25，查表可得該磁芯的有效截面積Ae=0.42cm2。
3.2工作磁感應強度ΔB的選擇
ΔB=0.5BS，BS為磁芯的飽和磁感應強度，由于鐵氧體的BS為0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。
3.3初級繞組匝數NP的選取
選開關頻率f=100kHz（T=10μs），按交流輸入電壓為最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3計算則
取NP=53匝。
3.4去磁繞組匝數NS的選取
取NS=2NP=106匝。
3.5次級匝數NT的選取
輸出電壓要考慮整流二極管及繞組的壓降，設輸出電流為2A時的線路壓降為7％，則空載輸出電壓VO0≈16V。
取NT=24匝。
3.6偏置繞組匝數NB的選取
取偏置電壓為9V，根據變壓器次級伏匝數相等的原則，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。
3.7TOPSwitch電流額定值ICN的選取
平均輸入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax時的輸入功率應為平均輸入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，則IC=0.85A，為了可靠并考慮調整電感量時電流不可避免的失控，實際選擇的TOPSwitch電流額定值至少是兩倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我們選擇ILIMIT=2A的TOP225Y。
4實驗指標及主要波形
輸入AC220V，頻率50Hz，輸出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作頻率100kHz，圖3及圖4是實驗中的主要波形。
圖3中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是輸入直流電壓E波形，由圖可知VDS=1.5E；圖4中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是去磁繞組電流is波形，實驗結果與理論分析是完全吻合的。
第2篇
在新技術、新設備不斷更新的今天，供電企業對安全的要求越來越高，不同層次、不同崗位的員工，隨時面臨著巨大的壓力，安全教育培訓是滿足員工渴望在一個安全、舒適的環境中工作的自身需求，維護員工權益的基礎保障。對于個人來說，員工應通過企業提供的各種安全教育培訓，將接受和參與安全教育培訓作為企業最大的福利，進行安全知識和安全防護技能的補充、更新、拓寬，提高安全素質，增強新形勢下對企業安全需求的適應能力，維護自己最大的權益。
當前供電企業安全教育培訓工作中存在的問題
1.對安全教育培訓重要性認識不足。部分基層單位、班組負責人，對安全教育培訓工作重要性和緊迫性的認識存在盲區，導致員工崗位安全教育培訓工作沒有被納入單位、班組日常工作計劃的現象出現，受經濟效益、工作進度等客觀因素的影響，顯現出員工崗位安全教育培訓缺乏的現象。
2.安全教育培訓制度尚不健全。隨著供電企業快速發展和企業員工對安全教育培訓滿意度的變化，現有安全培訓制度顯現出安全教育培訓管理制度或標準的缺失，可操作性欠缺，安全教育培訓職能交叉加重了基層的負擔等方面的問題。
3.安全教育培訓覆蓋面不足。基層單位、班組受培訓能力限制，導致員工安全教育培訓有名無實，流于形式，造成基層員工安全教育培訓嚴重缺失，在不斷積累之后造成員工整體安全素質和安全意識偏低。
4.安全教育培訓針對性不強。當前，安全培訓多以理論講解為主，由于與現場安全工作實際出現脫節，開展安全教育培訓工作之前沒有開展前期調研，廣泛征求員工對安全教育培訓的需求，導致安全教育培訓沒有真正按照不同專業、不同層次員工的工作特點把握安全教育培訓需求，有針對性的擬定安全教育培訓計劃和實施方案，使基層單位、班組的安全教育培訓顯現出走過場，為了培訓而培訓，缺乏針對性等方面的問題。
5.安全教育培訓評價管理機制還不夠完善。目前，供電企業員工安全培訓體系建設逐步趨于完善，但培訓評價管理體系相對滯后，導致基層單位、班組安全培訓開展情況的監督、檢查和培訓質效的考核、認證欠缺規范。
6.安全教育培訓師資較薄弱。一是基層單位、專業班組培訓員由于長期從事繁忙的現場工作、接觸的專業前沿信息較少、時間和精力有限等原因，導致教育理念更新不及時，教育理論知識相對欠缺；二是由于基層單位、專業班組培訓員在承擔現場培訓教學任務的同時還要面對和處理復雜、動態的現場作業工作，導致培訓人員投入到培訓教學上的時間、精力很難保證；三是一些基層單位將培訓人員承擔的培訓任務劃為義務勞動，缺乏有效的激勵機制，導致培訓人員在開展安全教育培訓教學工作中的積極性受挫，培訓效能感下降，從而影響了安全生產教育培訓教學質量。
做好企業安全教育培訓工作的對策研究
1.企業要健全和完善安全教育培訓體系的基礎建設。企業在完善三級安全教育培訓體系的同時，一是在硬件設施的投入和配備等方面要安排專用資金，落實具體部門，建設并完善企業員工安全教育培訓基地，配置必要的培訓設備和設施，深入基層開展培訓課題調研，根據企業安全生產管理要求，制定安全教育培訓計劃；二是加強企業安全教育培訓師資隊伍的建設，通過基層選拔、自主培養，專業人員引進等多種方式，做好安全教育培訓師資資源的儲備，建立能滿足企業安全教育培訓要求的師資隊伍，保證安全教育培訓工作的質效，使安全教育培訓計劃能夠得到有效落實。
2.企業要將安全教育培訓與企業安全目標愿景進行有效結合。安全教育培訓具有形式和載體多元化的特征，但無論是通過企業安全文化建設，還是通過安全知識和技能培訓、競賽、演講、論壇、專題講座等形式開展安全教育培訓，始終都要同企業安全發展的安全目標愿景相結合。一是企業要將安全教育培訓與員工個人的崗位追求、價值追求相結合。從關心員工各方面利益的角度出發，通過安全教育培訓使員工樹立正確的安全價值觀，能夠發自內心的真正認識到只有保證了安全，才能得到個人利益，實現個人追求，真正實現“要我安全”到“我要安全”的轉變，主動接受安全教育培訓，自覺汲取安全知識、提升安全技能。二是安全教育培訓要納入企業的教育培訓總體規劃中，與專業技能培訓、學歷教育培訓有機融合，確定專責部門和人員統一管理，形成完善的安全教育培訓體系，避免安全教育培訓流于形式的現象出現，使安全教育培訓在培訓資金、培訓時間、培訓場所、培訓設施、培訓質效等方面從組織結構和管理上得到保障。
3.企業要形成安全教育培訓的閉環管理流程。安全教育培訓的閉環流程包括全面掌握企業和員工安全技能和素質提升需求，做好安全教育培訓需求分析；根據安全教育培訓需求有針對性的編制安全教育培訓計劃，設置培訓課程；安全教育培訓實施過程和安全教育培訓質效評價等四個方面。企業和員工安全技能和素質提升需求調查，是確定安全教育培訓目標、制定安全教育培訓計劃的基礎，是進行安全教育培訓實施過程和安全教育培訓質效評價的前提，也是加強培訓工作計劃性、針對性、可控性和預見性的關鍵。企業和員工安全技能和素質提升需求調查主要包括以下幾個方面的內容：一是安全教育培訓部門和基層單位、班組對企業安全教育培訓制度的落實情況；二是企業安全水平和缺陷、隱患、事故狀況，員工安全意識、安全技能水平和“三違”現象發生率；三是員工對崗位新工藝、新設備、新技能的認知狀況，應急處置技能和水平。
編制安全教育培訓計劃和設置培訓課程，應根據各級安全教育培訓體系組織機構實際，結合安全教育培訓需求調查制定。計劃要做到有目標、有內容、有措施，注重針對性、實效性、可行性和操作性。
安全教育培訓實施過程首先是要明確培訓要求，科學合理的控制培訓進度，著重從員工安全意識的提升、安全知識的完善、安全技能的補缺等方面提高員工整體安全素質。基層的單位和班組在安全教育培訓工作的實施中，可從制度、規范、常態、學用結合等方面出發，采用安全知識和技能培訓、競賽、演講、論壇、專題講座等多種形式，喚起員工參與安全教育培訓積極性；把握好安全理念、安全啟迪、事故警示、人機互動等環節，對員工進行全方位的安全教育培訓；結合工作實際和安全實踐經歷，緊貼本單位和班組安全生產工作實際，開展安全知識和技能學習、討論分析事故案例等，真正做到有的放矢。
安全教育培訓質效評價是安全教育培訓取得實效的保障，包括評估確定、評估方案制定、評估實施和評估反饋四個步驟。一是利用聽課、座談、問卷調查等方式，對參培人員進行培訓計劃安排、培訓內容、培訓教材、培訓進度、培訓環境、后勤服務、授課技巧等方面認可程度的評價；二是利用試卷答題、技能實操以及撰寫培訓心得體會等方式，掌握參培人員對培訓內容的掌握情況和安全知識與技能的提升情況；三是通過對參訓者行為觀察及訪談其主管或同事，評定參訓者接受培訓后在工作行為上的變化；四是評估培訓后帶來的組織相關產出的變化效果。
第3篇
關鍵詞：低功耗；無線供能；電荷泵整流器；低壓差線性穩壓器；帶隙基準電壓源；電源抑制
中圖分類號：TM44；TN722；TP393 文獻標識碼：A 文章編號：2095-1302（2016）12-00-04
0 引 言
近幾年，受益于集成電路工藝技術與片上系統（System on Chip，SOC）的不斷發展，射頻識別、微傳感網絡以及環境感知等智能技術得到了飛速發展。其中，對于無線供能植入式芯片的能量管理、功耗等問題受到了持續關注與研究。當能量采集完成后，如何管理該能量是下一代被動與半被動植入式醫療設備的要點之一。
在低功耗植入式芯片中，如低噪聲放大器、模數轉換器等對工作電壓及其紋波都有一定的要求，因此須通過無線能量管理單元（Wireless Power Management Unit，WPMU）將其電源性能優化。在被動式芯片中，電荷泵整流器（Charge Pump Rectifier，CPR）、帶隙基準源（Bandgap Reference，BGR）、低壓差線性穩壓器（Low Dropout Regulator，LDO）是WPMU的重要組成單元[1]。芯片工作時，人體各種低頻信號（EEG、ECG）會通過相應的耦合方式傳輸到電源通路上，從而產生低頻噪聲，因此必須采用相關技術獲得高電源抑制比電源。論文首先通過電荷守恒定理對傳統Dickson電路進行動態分析及能量轉換效率的改進；然后采用電源抑制增強（Power Supply Rejection Boosting，PSRB）與前饋消除（Feed-forword Cancellation，FWC）等技術分別提高BGR、LDO在運放工作帶寬內的電源抑制力（Power Supply Rejection，PSR），并在輸出節點并聯電容以濾除超高頻紋波；最后為保證LDO在負載變化時的穩定性，利用零極點追蹤補償來滿足相位裕度的要求。
論文對高性能無線能量管理單元預設指標為：
（1）CPR在輸入500 mV交流小信號時能輸出2 V電壓并驅動200 A的電流。
（2）BGR輸出電源抑制比在LDO的工作范圍內盡可能大于60 dB，以減小對LDO的影響。
（3）LDO輸出電源抑制比在生物信號頻率處（01 kHz）及CPR輸入信號處大于60 dB，從而提供負載電路高性能的工作電壓。
（4）在滿足以上性能的情況下，盡可能減小電路工作時的靜態電流。
1 無線能量管理單元的基本原理
圖1所示為論文采用的無線供能能量管理單元拓撲結構。由圖1可知，WPMU主要包含CPR、BGR、LDO及保護電路（PRO）等模塊。芯片通過片外天線采集到由基站發射的高頻無線能量信號，CPR將信號整流后進行升壓，產生紋波較大的電壓，并將該能量儲存到Cs中。由BGR與LDO所組成的環路通過負反饋輸出紋波較小的VDD來驅動負載電路。其中BGR為LDO提供一個精準穩定的參考電壓，因此BGR的性能影響著LDO輸出電壓的性能。芯片中的保護電路包括過溫保護電路、過壓保護電路、限流電路，其主要目的在于意外情況下對電路關斷，實現對電路的保護。
設計能量管理單元時，在無線供能的環境下要注意相關性能的優化，而這又伴隨著其它性能的犧牲，下面將詳細分析論文采用的CPR、BGR、LDO設計原理及電路結構。
3 版圖及后仿真結果
采用SMIC 0.18 m CMOS工藝，在Cadence下對電路進行仿真驗證，無線能量管理單元的版圖如圖7所示，其中包含了CPR、BGR、LDO及PRO等模塊，芯片的尺寸大小為277 m×656 m。
電路在工作時要避免反饋環路發生震蕩，必須保證LDO環路的相位裕度，論文在tt、ff、ss三個工藝角下對其進行不同負載電流（0200 A）的仿真，仿真結果如表1所列。該結果表明在負載電流0200 A內，由于零極點追蹤補償的作用，相位裕度均大于60度，根據奈奎斯特穩定判據，LDO環路能在負載變化的范圍內穩定工作。
圖8所示為BGR、LDO的PSR仿真波形，從圖中可以看出，BGR采用PSRB技術后，PSR在低頻降低了近25 dB。當LDO采用FWC技術時，電源抑制在低頻段得到了顯著提升，電路空載時，在100 Hz內提升了近20 dB，滿載時提升了近40 dB。
圖912給出了WPMU中CPR與LDO的相關瞬態仿真結果，當輸入頻率為500 MHz、幅度為0.5 V的正弦波時，電路建立時間約為13 s，CPR的紋波約為5 mV，而LDO的輸出電壓紋波減小至2.3 V，即高頻處PSR約為-66 dB。因此論文采用的LDO在生物信號頻率處（DC-10 kHz）與輸入信號頻率處（100 MHz以上）具有較好的PSR。表2對相關文獻與本文設計進行性能比較，可以看出，該電源管理單元能輸出性能更好的工作電壓。
4 結 語
論文針對CPR、LDO、BGR進行研究，設計了一種應用于低功耗無線供能植入式醫療芯片的能量管理單元。采用SMIC 0.18 m CMOS工藝提供的本征MOS管使CPR的效率得到提升。利用PSRB將BGR的PSR在低頻處從-75 dB降低到-95 dB，這是優化LDO電源抑制能力的基本前提。通過FWC、零極點追蹤補償改善LDO的PSR與穩定度，在驅動0.2 mA的負載電流時，PSR為-85 dB@DC，而相位裕度在負載范圍內均大于60度，該性能可適用于對電源性能要求較高的模塊。
參考文獻
[1]郭文雄.應用于植入式經皮能量傳輸的集成電路研究與設計[D].廣州：華南理工大學，2013.
[2]Pierre Favrat， Philippe Deval， Michel J.Declercq. A High-Efficiency CMOS Voltage Doubler[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 1998， 33（3） ： 410-416.
[3]To shiyuki Umeda， Hiroshi Yoshida， Shuichi Sekine， et al. A 950-MHz Rectifier Circuit for Sensor Network Tags With 10-m Distance[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2006， 41（1）： 35-41.
[4]Keith Sanborn， Dongsheng Ma， Vadim Ivanor. A Sub-1-V Low-Noise Bandgap Voltage Referen-ce[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2007， 42（11） ： 2466-2481.
[5]Mohamed El-Nozahi， Ahmed Amer， Joselyn Torres， et al. High PSR LOW Drop-Out Regulator With Feed-Forward Ripple Cancellation Techniq-ue[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2010， 45（3） ： 565-577.
[6]王憶.高性能低壓差線性穩壓器研究與設計[D].杭州：浙江大學，2010.
