電壓前饋固定充放電時間鋸齒波振蕩器范文

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摘要：設計了一種用于降壓型DC－DC開關電源轉換器的鋸齒波振蕩器。利用電壓前饋方法和固定充放電時間方法，實現了鋸齒波幅度隨電源電壓線性變化且頻率固定的鋸齒波振蕩器，抑制了電源電壓突變時的輸出電壓過沖。基于0．18μmBCD工藝進行設計和仿真。仿真結果表明，該鋸齒波振蕩器產生的鋸齒波頻率為2．73MHz。在2．7～5．5V電源電壓、－55℃～125℃溫度范圍內，頻率偏移在±6％以內。振蕩幅度在0．576～1．470V范圍內隨電源電壓線性變化。

關鍵詞：鋸齒波；電壓前饋；固定充放電時間

引言

隨著便攜式通信設備的飛速發展，電源管理芯片作為關鍵模塊，得到快速發展。特別是降壓型DC－DC開關電源轉換器，在蜂窩電話、PDA、GPS等便攜式通信設備中的需求量越來越大［1］。這些設備工作時，通常需要降壓型DC－DC開關電源轉換器工作在PWM調制模式下。而鋸齒波振蕩器是PWM調制電路的核心單元［2］。鋸齒波振蕩器通過恒流源對電容進行充放電，利用兩個門限電壓確定電容充放電時間，形成鋸齒波。鋸齒波的幅度恒定［3－4］。電源電壓發生突變時，PWM調制電路的響應速度慢，導致輸出電壓發生較大過沖。本文采用電壓前饋技術，在電源電壓突變時立即調整PWM波形的占空比，從而抑制了輸出電壓的過沖。同時，采用固定充放電時間方法，交替對兩個電容充放電，實現了頻率穩定的鋸齒波。本文鋸齒波振蕩器被廣泛應用于降壓型DC－DC開關電源轉換器中，為PWM比較器提供鋸齒波。

1電路設計與實現

本文的帶電壓前饋的固定充放電時間鋸齒波振蕩器由時鐘脈沖產生電路、電平轉換電路、控制時鐘產生電路、鋸齒波振蕩電路等模塊構成，結構框圖如圖1所示。時鐘脈沖產生電路由內部LDO供電，產生兩路反相的周期性時鐘脈沖信號。時鐘脈沖信號的頻率受電源電壓的影響較小。電平轉換電路將兩路反相時鐘脈沖信號進行電平移位，輸出高電平為電源電壓的單路周期性時鐘脈沖信號?？刂茣r鐘產生電路將電平轉換電路輸出的時鐘脈沖信號進行分頻和移相，得到五路時鐘控制信號。鋸齒波振蕩電路通過時鐘控制信號的作用，對兩個電容進行固定時間的交替充放電，最終得到輸出幅度隨電源電壓線性變化、頻率較少受電源電壓與溫度變化影響的鋸齒波。

1．1時鐘脈沖產生電路時鐘脈沖產生電路如圖2所示。電路由VLDO供電。VLDO是DC－DC開關電源轉換器中內部LDO的輸出電壓。由于LDO具有高電源抑制比，VLDO幾乎不受電源電壓的波動影響。I0是帶隙基準電壓產生的隨電源電壓、溫度變化較小的基準電流。M25、M26管組成第一級電流鏡，M21～M24管和R0組成第二級自偏置共源共柵電流鏡。采用共源共柵電流鏡的結構，一方面提高了電流匹配精度，另一方面增大了輸出電阻，從而減小了VLDO紋波對A點電壓的干擾。初始狀態時，A點電壓為0，M20管關斷，I0經兩級電流鏡鏡像后，對電容C0充電，A點電壓逐漸升高。當A點電壓達到反相器的翻轉閾值時，經后級門電路延遲后，與門AND1的輸出變為高電平，M20管導通，C0放電，A點電壓降低。當A點電壓低于反相器的翻轉閾值時，經后級門電路延遲后，與門AND1的輸出變為低電平，M20管關斷，重新對電容C0充電。如此循環。電路在B點輸出周期性負脈沖VP1，在C0點輸出周期性正脈沖VP2。假設門電路的延遲時間為TD，M26與M25管的寬長比為K1，M23與M21管和M24與M22管的寬長比為K2，反相器翻轉閾值電平為VR，則電容充電時間為：式中，TD是門電路固有延遲時間，TR僅與I0、C0、VR和TD有關。因此，VP1和VP2的頻率穩定，隨電源電壓、溫度的變化較小。

1．2電平轉換電路電平轉換電路如圖3所示。電路由M31～M34管正反饋快速比較器和門級延遲電路組成。采用電源電壓VDD供電。輸入為時鐘脈沖產生電路輸出的兩路反相時鐘脈沖信號VP1和VP2，輸出為單路時鐘脈沖信號VP。反相器鏈中，N為奇數。當電路輸入端無脈沖到來時，A點為高電平，VP保持為低電平。當輸入端脈沖到來時，A點變為低電平。此時，B點為高電平，VP變為高電平。經過N級反相器鏈延遲后，B點變為低電平。B點信號再經過與非門NAND2和反相器INV0后，將VP置為低電平。圖3中，由與非門NAND1、NAND2、反相器INV0以及N級反相器鏈組成的電路為單穩態觸發器。VP穩態時，電平為低電平；VP暫態時，電平為高電平。暫態時間由N級反相器鏈、NAND2和INV0三部分電路的總延遲決定，頻率由VP1和VP2的頻率決定。該電平轉換電路實現了脈沖信號高電平電壓由VLDO到VDD的轉換。

1．3控制時鐘產生電路控制時鐘產生電路如圖4所示。電路由虛線框內的時鐘預處理電路和五路控制時鐘信號產生電路組成。電路輸入為VP，輸出為控制鋸齒波振蕩電路充放電的五路時鐘信號。時鐘預處理電路對輸入信號進行二分頻，并將輸入正脈沖信號反相為負脈沖信號。電路輸出信號VCK的頻率為VP的一半，VCK的脈寬由緩沖器BUF1和反相器INV1決定。五路控制時鐘信號產生電路產生一路頻率等于VCK頻率的負脈沖時鐘信號CP3，以及四路頻率等于VCK頻率一半的非交疊時鐘信號CPP1、CPP2和CPN1、CPN2。時鐘信號時序關系如圖5所示。假設BUF1和INV1的延遲時間為TW，由式（2）可知，VCK的周期為2（TR＋TD）。VCK的脈寬為：TW（VCK）＝2（TR＋TD）－TW（3）CP3為VCK反相延遲輸出，則CP3的脈寬為TW，頻率為：CPP1和CPP2的脈寬為2（TR＋TD）－TW，CPN1和CPN2的脈寬為2（TR＋TD）＋TW，頻率均為CP3頻率的一半。

1．4鋸齒波振蕩電路鋸齒波振蕩電路如圖6所示。該電路產生鋸齒波，用于降壓型DC－DC開關電源轉換器，產生占空比可調的PWM控制信號。為了抑制電源電壓突變時DC－DC輸出電壓產生較大的瞬態過沖電壓，電路采用電壓前饋方法，利用跟隨電源電壓線性變化的充電電流ICH對電容C1、C2進行固定時間交替充電，產生幅度隨電源電壓變化且頻率恒定的鋸齒波，實現了電源電壓突變時PWM信號占空比可調的功能，抑制了輸出電壓產生的較大瞬態過沖電壓。電壓前饋方法的原理如圖7所示［5］。式中，VE為誤差放大器的輸出電壓，VL為鋸齒波的最低電壓，VH為鋸齒波的最高電壓。降壓型DC－DC開關電源轉換器中，輸出電壓VOUT＝D×VDD，結合式（5），可得：由式（6）可知，若固定VL，只要VH跟隨VDD線性變化，就可抑制電源電壓突變引起的輸出過沖電壓。如圖7中的虛線框所示，當電源電壓瞬間升高時，VH隨之變高，PWM信號占空比變小，通過前饋作用，抑制輸出電壓產生較大的上沖電壓。同理，當電源電壓瞬間降低時，可抑制輸出電壓產生較大的下沖電壓。鋸齒波振蕩器的充電時間是固定的，為了得到跟隨VDD線性變化的VH，本文設計了一種跟隨VDD線性變化的充電電流（ICH）產生電路，結構如圖8所示。A點電壓由R1和R2對VDD分壓產生。運放A2，PMOS管M81、M82、M84和電阻R3、R4構成的負反饋系統實現電壓轉電流的功能。假設從M1管源極向上看到的等效電阻為RE，則該系統開環增益為［6］：由于輸出B點電壓VB直接反饋到運放反相輸入端，反饋系數β＝1。系統閉環增益為：式中，當A→∞時，Av，close＝1，則B點電壓VB等于A點電壓VA。若電流鏡鏡像比例為K，則輸出電流ICH為：由式（9）可知，ICH隨VDD線性變化。結合圖5和圖6進行分析。當CPP1高電平來臨時，CPN1為低電平，CP3為低電平，CPP2提前變為低電平，CPN2提前變為高電平。此時，開關管M61、M64導通，M62、M63關斷；傳輸門TG2、TG3導通，TG1、TG4關斷，M65和M67管也關斷。鋸齒波振蕩器工作時的簡化電路如圖9所示。從圖9可知，鋸齒波振蕩電路拆分為兩個獨立的模塊進行工作。電容充電電路由ICH對電容C1進行充電，充電時間為CPP1的脈寬時間，即2（TR＋TD）－TW。電容恢復電路是由電容C2和運放A1組成的電壓跟隨器，運放同相端輸入為基準電路產生的固定1．2V電壓，電路對電容C2進行放電，并將C2最終電壓調整為固定電壓1．2V。當C1充電完成后，鋸齒波VSAW為VH，隨后CP3變為高電平脈沖。此時，鋸齒波振蕩電路只有M65～M68管工作，M65、M66管對C點放電，使得VSAW迅速降低。M67、M68管為ICH提供泄放通路，防止A點電壓被抬高，放電時間為CP3脈寬時間TW。當CP3高電平脈沖結束時，鋸齒波振蕩電路完成一個周期的充放電。下一個周期開始時，CPP2變為高電平，CPN2為低電平，CP3為低電平，CPP1提前變為低電平，CPN1提前變為高電平。此時，開關管M61、M64關斷，M62、M63導通；傳輸門TG2、TG3關斷，TG1、TG4導通，M65和M67管關斷。電容充電電路由ICH對C2進行充電。C2初始電壓VL為1．2V，充電時間為CPP2的脈寬時間，即2（TR＋TD）－TW。電容恢復電路是由C1和A1組成的電壓跟隨器，將C1的電壓調整為固定電壓1．2V。如此循環，電路產生鋸齒波VSAW。鋸齒波VSAW的最低電平VL為1．2V，最高電平VH為：由式（11）和式（13）可知，本文的鋸齒波振蕩器輸出了幅度隨電源電壓線性變化、頻率穩定的鋸齒波，可用于降壓型DC－DC開關電源轉換器中，為PWM比較器提供鋸齒波。

2仿真結果與版圖設計

本文電路采用0．18μmBCD工藝進行設計，利用Spectre軟件進行仿真。在TA為27℃，電源電壓分別為2．7V、3．8V、5．5V時，電路輸出的鋸齒波仿真波形如圖10所示。電源電壓分別為2．7V、3．8V、5．5V，溫度分別為－55℃、27℃、125℃時，鋸齒波的幅度和頻率如表1所示。可以看出，本文電路的鋸齒波振蕩頻率為2．73MHz，振蕩頻率與電源電壓無關，振蕩幅度隨電源電壓線性變化。電源電壓在2．7～5．5V范圍內變化，溫度在－55℃～125℃范圍內變化時，振蕩頻率偏移在±6％以內。振蕩幅度在576mV～1．470V范圍內隨電源電壓線性變化。本文設計的帶電壓前饋的固定充放電時間鋸齒波振蕩器的版圖如圖11所示。版圖設計中，電容C1、C2采用十字交叉匹配方式，輸入輸出信號走線保持完全一致，以達到最佳的匹配效果。對電容C1、C2進行襯底隔離，以減小噪聲干擾。電路中，其余需進行匹配設計的器件均采用ABBA的布局匹配方式。振蕩器核心器件采用襯底隔離，以減小周圍電路的干擾。本文與其他文獻中鋸齒波振蕩器的參數對比如表2所示?？梢钥闯?，雖然文獻［2］的頻率較高，頻率偏移較小，但溫度范圍小，鋸齒波幅度恒定。文獻［7］、文獻［8］的頻率較低，不適用于0℃以下的環境溫度。本文電路具有鋸齒波溫度范圍寬、頻率高、頻率偏差小、幅度跟隨電源電壓線性變化等特點，可被廣泛應用于降壓型DC－DC開關電源轉換器中。

3結論

本文設計了一種帶電壓前饋的固定充放電時間鋸齒波振蕩器。電路采用0．18μmBCD工藝實現，利用Spectre軟件進行仿真。該電路產生的鋸齒波振蕩頻率為2．73MHz。當電源電壓為2．7～5．5V，溫度在－55℃～125℃范圍內變化時，頻率偏移在±6％以內。振蕩幅度在576mV～1．470V范圍內隨電源電壓線性變化。本文的鋸齒波振蕩器具有電壓前饋作用，在電源電壓突變時，可抑制輸出過沖電壓，同時具有穩定的振蕩頻率。該鋸齒波振蕩器可被廣泛應用于降壓型DC－DC開關電源轉換器，為PWM比較器提供鋸齒波。

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作者：羅凱 熊派派 王菡 彭克武 陳波 劉文韜 楊豐 胡永貴 單位：中國電子科技集團公司